Компенсационный стабилизатор напряжения на оу. Стабилизаторы напряжения и тока на имс. Микросхемы стабилизаторов постоянного напряжения

Схема качественного стабилизатора, в котором управляющий транзистор заменен операционным усилителем, приведена на рис. 15.7. Питание ОУ осуществляется однополярным положительным напряжением U вх (в данном случае не требуется получение на выходе ОУ отрицательных напряжений), что позволяет использовать стандартные операционные усилители в схемах стабилизаторов с выходным напряжением почти до 30 В.

Резистор R 2 и транзистор VT 2 образуют схему ограничения выходного тока. При номинальных токах нагрузки падение напряжения на R 2 не превышает напряжения отпирания перехода база-эмиттер VT 2, транзистор VT 2 закрыт и не оказывает влияния на работу схемы стабилизатора. Операционный усилитель с дополнительным усилителем выходного тока VT 1 включен по схеме неинвертирующего УПТ, откуда следует соотношение для расчета выходного напряжения

Если падение напряжения на R 2 превысит величину, равную приближенно 0,6 В, транзистор VT 2 откроется и предотвратит дальнейшее увеличение тока базы транзистора VT 1. Таким образом, величина выходного тока стабилизатора ограничена уровнем
.

Качественные показатели стабилизатора по схеме рис. 15.7 определяются следующими соотношениями:

а ) коэффициент стабилизации (его можно повысить, если заменить R 1 источником тока)

;

б ) выходное сопротивление

,

где К – коэффициент усиления ОУ по напряжению;

r вых – выходное сопротивление ОУ;

в ) температурный коэффициент напряжения

где
– дрейф напряжения смещения ОУ;

–дрейф входного тока ОУ;

ТКН ст – температурный коэффициент напряжения стабилитрона.

Все рассмотренные стабилизаторы эффективно подавляют нестабильность U вх не только за счет медленных колебаний сетевого напряжения, но и пульсации U вх после выпрямителя, выполняя роль электронного сглаживающего фильтра. Поэтому на входе стабилизатора допустим сравнительно высокий уровень пульсаций напряжения.

15.6 Микросхемы стабилизаторов постоянного напряжения

Стабилизаторы напряжения, подобные схеме рис. 15.7, выполняются в виде интегральных микросхем. Основные характеристики микросхем стабилизаторов напряжения серии К142 приведены в таблице 15.1. Среди них

–коэффициент нестабильности по напряжению;

–коэффициент нестабильности по току.

Таблица 15.1 – Характеристики микросхем стабилизаторов постоянного напряжения серии К142

	,	,	,	,	,	,
		35	51% 15

Для стабилизаторов К142ЕН1 (2, 3, 4) требуется подключение внешних компонентов (делителя цепи обратной связи, элементов коррекции, защиты по току). Микросхемы К142ЕН5 (6, 8) являются функционально законченными стабилизаторами на фиксированные значения U вых. Выходное напряжение микросхемы К142ЕН5 равно 5 В с возможным изменением этой величины в зависимости от экземпляра ИМС на ±0,2 В. Максимальный ток нагрузки 3 А. Минимальное входное напряжение 7,5 В. Тепловая защита выключает стабилизатор при температуре кристалла 175 о С ± 10%, при превышении допустимого значения по току на (20–25)% срабатывает защита по току.

Существенным недостатком стабилизаторов параллельного и последовательного типов, называемых линейными, являются большая потеря мощности в регулирующем транзисторе (управляемом сопротивлении) и, как следствие этого, недостаточно высокий КПД. Стремление повысить КПД привело к созданию стабилизаторов с импульсным регулированием, в которых регулирующим элементом служит периодически замыкающийся ключ (как правило, транзистор в ключевом режиме), подключающий нагрузку к источнику входного постоянного напряжения U вх. Если при периоде включения T ключ находится в замкнутом состоянии в течение времени t вкл, то постоянная составляющая напряжения на нагрузке U вых = U вх t вкл / T .

Регулирующий транзистор в импульсном стабилизаторе работает в ключевом режиме, т.е. большую часть времени находится либо в режиме отсечки, либо в режиме насыщения. Ключевые режимы работы транзистора и импульсные устройства будут рассмотрены при изучении дисциплины «Электронные цепи и микросхемотехника» .

Импульсные стабилизатора напряжения обладают высоким к.п.д. и малыми габаритами, поэтому они нашли широкое применение в современных источниках вторичного питания. Принципиальная схема импульсного стабилизатора напряжения последовательного типа на операционном усилителе приведена на рис. 4.19.

Рис. 19. Принципиальная схема импульсного стабилизатора напряжения последовательного типа на операционном усилителе

Схема измерительной цепи аналогична рис. 4. 17, но на операционном усилителе собран не усилитель, а компаратор с петлеобразной релейной характеристикой. Положительная обратная связь, создающая петлеобразную характеристику, осуществляется резистором R6, ширина петли определяется отношением сопротивлений резисторов R5 и R6. Сопротивление резистора R6 много больше сопротивления резистора R5, а ширина петли составляет несколько милливольт. Условно, статическая характеристика компаратора относительно напряжения делителя показана на рис. 4.20.

Рис. 4. 20. Статическая характеристика компаратора

Если напряжение превышает верхний порог U П2 , то напряжение компаратора минимальное, стабилитрон VD2 закрыт, транзисторы VT2 и VT1 закрыты, выходное напряжение с течением времени уменьшается. Если напряжение меньше нижнего порога U П1 , то напряжение компаратора максимальное, стабилитрон VD2 пробит, транзисторы VT2 и VT1 открыты, выходное напряжение с течением времени увеличивается. Возникают автоколебания напряжения U 2 относительно значения . Так как петля компаратора очень узкая, то отклонения напряжения U 2 считаются допустимыми. На рис. 4. 21 приведены временные диаграммы изменения напряжений КСН для двух значений входного напряжения.

Рис. 4. 21. Временные диаграммы напряжений импульсного КСН

Уменьшение напряжения U 1 привело к увеличению длительности импульса в напряжении U К (4.увеличению времени открытого состояния транзистора VT1) и уменьшению длительности паузы. Изменился и период следования импульсов. Диапазон изменения напряжения U 2 превышает зону, ограниченную пороговыми значениями, из-за колебательных процессов в LC-фильтре.

Наличие автоколебаний выходного напряжения является недостатком импульсных стабилизаторов напряжения, но это практически не сказывается на работе потребителей, питаемых от стабилизатора, а преимущества импульсного регулирования существенны. Следует отметить, что, так как транзисторы VT1 и VT2 разной проводимости, то возникает необходимость в запускающей цепи VD4, R9, которая работает, так же как и в схеме последовательного КСН на транзисторах разной проводимости.

Основным недостатком линейных стабилизаторов средней и большой мощности является их низкий КПД. Причем, чем меньше выходное напряжение источника питания, тем меньше становится его КПД. Это объясняется тем, что в режиме стабилизации силовой транзистор источника питания обычно включен последовательно с нагрузкой, а для нормальной работы такого стабилизатора на регулирующем транзисторе должно действовать напряжение коллектор-эмиттер (11кэ) не менее 3...5 В. При токах более 1 А это дает значительные потери мощности за счет выделения тепловой энергии, рассеиваемой на силовом транзисторе. Что приводит к необходимости увеличивать площадь теплоотводящего радиатора или применять вентилятор для принудительного охлаждения.

Широко распространенные благодаря низкой стоимости интегральные линейные стабилизаторы напряжения на микросхемах из серии 142ЕН(5...14) обладают таким же недостатком. В последнее время в продаже появились импортные микросхемы из серии "LOW DROP" (SD, DV, LT1083/1084/1085). Эти микросхемы могут работать при пониженном напряжении между входом и выходом (до 1...1.3 В) и обеспечивают на выходе стабилизированное напряжение в диапазоне 1,25...30 В при токе в нагрузке 7,5/5/3 А соответственно. Ближайший по параметрам отечественный аналог типа КР142ЕН22 имеет максимальный ток стабилизации 5 А.

При максимальном выходном токе режим стабилизации гарантируется производителем при напряжении вход-выход не менее 1,5 В. Микросхемы также имеют встроенную защиту от превышения тока в нагрузке допустимой величины и тепловую защиту от перегрева корпуса.

Данные стабилизаторы обеспечивают нестабильность выходного напряжения "0,05%/В, нестабильность выходного напряжения при изменении выходного тока от 10 мА до максимального значения не хуже 0,1 %/В. Типовая схема включения таких стабилизаторов напряжения приведена на рис. 4.1.

Конденсаторы С2...С4 должны располагаться вблизи от микросхемы и лучше, если они будут танталовые. Емкость конденсатора С1 выбирается из условия 2000 мкФ на 1 А тока. Микросхемы выпускаются в трех видах конструктивного исполнения корпуса, показанных на рис. 4.2. Вид корпуса задается последними буквами в обозначении. Более подробная информация по данным микросхемам имеется в справочной литературе, например J119.

Такие стабилизаторы напряжения экономически целесообразно применять при токе в нагрузке более 1 А, а также в случае недостатка места в конструкции. На дискретных элементах также можно выполнить экономичный источник питания. Приведенная на рис. 4.3 схема рассчитана для выходного напряжения 5 В и тока нагрузки до 1 А. Она обеспечивает нормальную работу при минимальном напряжении на силовом транзисторе (0,7... 1,3 В). Это достигается за счет использования в качестве силового регулятора транзистора (VT2) с малым напряжением икэ в открытом состоянии. Что позволяет обеспечить работу схемы стабилизатора при меньших напряжениях вход-выход.

Схема имеет защиту (триггерного типа) в случае превышения тока в нагрузке допустимой величины, а также превышения напряжения на входе стабилизатора величины 10,8 В.

Узел защиты выполнен на транзисторе VT1 и тиристоре VS1. При срабатывании тиристора он отключает питание микросхемы DA1 (вывод 7 закорачивается на общий провод). В этом случае транзистор VT3, а значит и VT2 закроются и на выходе будет нулевое напряжение. Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания.

Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения.

Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания. Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения. Топология печатной платы для монтажа элементов показана на рис. 4.4 (она содержит одну объемную перемычку). Транзистор VT2 устанавливается на радиатор.

При изготовлении использованы детали: подстроенный резистор R8 типа СПЗ-19а, остальные резисторы любого типа; конденсаторы С1 — К50-29В на 16 В, С2...С5 — К10-17, С5 — К52-1 на 6,3 В. Схему можно дополнить светодиодным индикатором срабатывания защиты (HL1). Для этого потребуется установить дополнительные элементы: диод VD3 и резистор R10, как это показано на рис. 4.5.

Литература: И.П. Шелестов - Радиолюбителям полезные схемы, книга 3.

Проведем расчет для канала стабилизатора на 36В и 1А, изображенного на рисунке 4.

Рисунок 4- Схема стабилизатора второго канала

Определим требуемый коэффициент стабилизации стабилизатора:

Зададим точку покоя регулировочного транзистора VT1. При токе в нагрузке 1 А и выходном напряжение 51 В среднее значение напряжения перехода коллектор-эмиттер должно составлять 51-36=15 В. Тогда мощность рассеивания на коллекторе транзистора около 15 Вт. Подбираем транзистор, с выходной характеристикой, близкой к изображенной на рисунке 5, строим нагрузочную прямую и отмечаем точку покоя А для среднего входного напряжения.

Согласно графическим расчетам, выбираем регулирующий транзистор VT1 с большим значением максимального тока коллектора (т.к. номинальный ток велик и равен 1А), например MТ7667. Параметры: максимальный ток коллектора I kmax =3 А, максимальное напряжение коллектор-эмиттер U кэmax =50 В, максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора Р кmax =25 Вт, коэффициент усиления по току h 21э =70..100, граничная частота коэффициента передачи тока f г =30 MГц .

Рисунок 5- Выходная характеристика регулировочного транзистора

Соответственно на входной характеристике

Рисунок 6- Входная характеристика регулировочного транзистора

Ток базы покоя регулировочного транзистора при среднем коэффициенте усиления по току:

Выбранный ток базы, согласно рисунку 5, 6 составляет

U выхОУ = U бэ + U нmax < U выхmaxОУ;

Uбэ = 1,51 В;

U нmax =36·0.01+36=36.36 В

U выхОУ = 1,51+36.36=37,9 В

I выхОУ = I бmax VT1 = ;

Выбираем операционный усилитель PM155C, c параметрами: напряжение источника питания U ИП =40..50 В, коэффициент усиления 450, входное сопротивление R вх =25 МОм, потребляемая мощность 200мВт, входной ток I вх =80 нА, значения выходных напряжения и тока ОУ: U выхmaxОУ =50 В, I выхmaxОУ =40 мА.

Опорное напряжение формируем с помощью стабилитрона 2N3623, для которого: номинальное напряжение стабилизации 5 В, ток стабилизации 20 мА.

U оп = U ст < U нmin ;

определим сопротивление балластного резистора R1. Из условия I ст ном >> I вхОУ

R1 = = =2300 Ом.

Принимаем стандартное значение 2.3 кОм.

Определим сопротивление резистора R4 из выражения:

U вх =I бVT1 R4+U бэ,

Принимаем стандартное значение 2.7кОм.

Обеспечить требуемые выходные параметры ОУ можно введением обратной связи. Рассчитаем цепь обратной связи: R2-R3, при коэффициенте усиления 10- при меньших значениях будет малая чувствительность, при больших - ОУ быстро будет переходить в насыщение.

Выражая Я, получим:

Так же. Чтобы резисторы не оказывали большого влияния на работу схемы, т.е. ток делителя составлял несколько миллиампер, возьмем значение R3=51кОм, тогда R2==525кОм (Ближайшее стандартное 510кOм).

Рассчитаем сопротивления делителя R5-R6. Задаваясь током делителя 1 мА, и формируя напряжение обратной связи близкой к 5В, но менее его (для получения положительного сигнала на выходе ОУ), получаем:

R5=(36-5)/0.001=31 кОм;

R6=5/0.001=5 кОм.

Принимаем стандартные значения R5=33кОм R6=5.1 кОм

Проверим правильность выбора сопротивлений:

Напряжение обратной связи, снимаемого с R6 менее опорного (5В), значит, выбор резисторов был проведен правильно.

Рассчитаем элементы схемы защиты от короткого замыкания. Транзистор VT2 при токе нагрузки в пределах 1 А находится в режиме отсечки. При достижение тока нагрузки выше 1 А, VT2 начинает открываться и закорачивает базу VT1, призакрывая его, что вызывает ограничение тока нагрузки. Напряжение, приложенное к переходу коллектор- эммитер VT2 в открытом состоянии за вычетом падения напряжения на R4 (36- 1,51=34.49 В) и напряжения на диоде в прямом направление составит примерно 34 В. Максимальный коллекторный ток в открытом состояние I к нас около 36 мА (рисунок 5).

Возьмем в качестве датчика тока резистор R7 сопротивлением 1 Ом. Тогда при номинальном токе в нагрузке не более 1 А, падение напряжения на нем не превысит 1В.

Выберем в качестве VT2 транзистор 2N2411, с параметрами: максимальный ток коллектора I kmax =160мА, коэффициент усиления по току h 21э =100, максимальное напряжение коллектор-эмиттер U кэmax =100 В, максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора Р кmax =160 мВт. Диод VD4 - DN380: U ОБР max =100 В, I max vd =1 A

Согласно выбранному режиму работы (рисунок 7) можно найти по выходной характеристики (рисунок 8) коллекторный ток VT2.

Рисунок 7- Входная характеристика транзистора VT2

Рисунок 8- Выходная характеристика транзистора VT2

Для режима отсечки U бэ <1 В и насыщения U бэ >1,2В. Соответственное изменение тока базы обеспечивает резистор R8.

R8= U бэ / I б = 1/1·10 -3 =1 кОм

Конденсатор С1 предотвращает ложное срабатывание схемы защиты при включение ИБП и его емкость подбирается соответственно для пропускания импульсов малой длительности. Примем значение С1=3.3 нФ.

Рассчитаем номиналы элементов схемы защиты от перенапряжения. Выбираем стабилитрон 2С514А: напряжение стабилизации 40В, минимальное напряжение стабилизации 38В, ток стабилизации 15мА; минимальный ток стабилизации 10мА ; транзисторную оптопару АОТ120ЕС: входной ток 3мА, напряжение изоляции 500В, максимальное входное напряжение 1.6В.

В случае достижения напряжения на нагрузке превышающего 38В, равное сумме напряжения стабилизации стабилитрона и прямого падения напряжения на оптроне (от 0.1 до 0.5В), происходит открытие VD5 и начинает протекать ток (минимальный ток стабилизации). Для обеспечения входного напряжения открытия оптопары в 1.6В, необходимо чтобы сопротивление R9 было не более 1.6/0.005=320Ом. Примем стандартное значение R9=300Ом.

Рисунок 9 - Схема моделирования

Рисунок 10 - Выходной сигнал схемы моделирования

Рис. 8. Основная схема включения регулятора КР142ЕН1

Опорное напряжение на выводе 5 микросхемы составляет около 2 В, причем делитель напряжения, снимаемого с опорного стабилитрона, введен в состав микросхемы. Благодаря этому при построении стабилизаторов с выходными напряжениями от 3 до 30 В применяют одну и ту же схему включения с внешним делителем выходного напряжения. Дополнительно отметим, что у микросхемы КР142ЕН1.2 имеются свободные выводы не только инвертирующего (вывод 3), но и неинвертирующего (вывод 4) входов усилителя, что упрощает стабилизатор отрица тельного напряжения с этой ИМС. В этом заключается основное отличие микросхемы КРН2ЕШ,2 от микросхемы 142ЕН1.2 более раннего выпуска.

Внешний транзистор VT1 - это эмиттерный повторитель для увеличения тока нагрузки до 1…2 А. Если требуется ток не более 50 мА, то транзистор следует исключить, используя вывод 8 микросхемы вместо эмиттерного вывода транзистора VT1.

В составе микросхемы имеется транзистор, защищающий выходной каскад от перегрузки по току. Токо–ограничительное сопротивление резистора R4 выбирают из расчета падения напряжения на нем 0,66 В при протекании аварийного тока. Без змиттерного повторителя VT1 следует установить резистор R4 сопротивлением 10 Ом.

Чтобы создать «падающую» характеристику ограничения тока перегрузки, подключают делитель R2R3 и производят расчет по следующим зависимостям:

Пример, I макс = 0,6 А (задано); I К3 - 0,2 А (выбираем не менее 1 /з I макс); U бЭ =0,66 В; U вых =12 В (задано); а = 0,11 (по расчету); R3 = 10 кОм (типичное значение); R2 = 1,24 кОи; R4 = 3,7 Ом.

В микросхеме дополнительно имеется вывод 14 для Управления стабилизатором. Если подать на этот вход единичный ТТЛ–уровень + (2,5…5) В, то выходное напряжение стабилизатора упадет до нуля. Чтобы обратный ток при наличии емкостной нагрузки не разрушил выходной транзистор, установлен диод VD1.

Конденсатор С1 емкостью 3,3…10 мк подавляет шум стабилитрона, однако установка его не является необходимой. Конденсатор С2 (емкостью до 0,1 мк) - элемент частотной коррекции; допустимо вместо него соединить вывод 13 с «земляным» проводом через последовательную RС–цепь 360 Ом (максимум) и 560 пФ (минимум).

На базе микросхем КР142ЕШ.2 (рис. 8) можно создавать стабилизаторы отрицательных напряжений (рис. 9).

Рис 9. Стабилизация отрицательного напряжения

При этом стабилитрон VD1 смещает уровень напряжения на выводе 8 относительно входного напряжения. Базовый ток транзистора VT1 не должен превышать максимально допустимого тока стабилитрона, иначе следует применить составной транзистор.

Широкие возможности микросхем КР142ЕН1,2 позволяют создавать на их основе релейные стабилизаторы напряжения, пример которых дан на рис. 10.

Рис. 10. Релейный стабилизатор напряжения

В таком стабилизаторе опорное напряжение, как и в стабилизаторе по схеме рис. 8, установлено делителем R4R5, а амплитуда пульсаций выходного напряжения на нагрузке задается вспомогательным делителем R2R3 и равна &U=U B x-R4IR3. Частота автоколебаний определяется из тех же соображений, что и для стабилизатора по схеме на рис. 7. Следует лишь иметь в виду, что ток нагрузки не может изменяться в широких пределах, обычно не более чем в два раза от номинального значения. Преимуществом релейных стабилизаторов является высокий КПД.

Необходимо рассмотреть еще один класс стабилизаторов - стабилизаторов тока, преобразующих напряжение в ток независимо от изменения сопротивления нагрузки. Из таких стабилизаторов, позволяющих заземлять нагрузку, отметим стабилизатор по схеме на рис. 11.

Рис. 11. Стабилизатор тока на ОУ

Ток нагрузки стабилизатора I u =U B-x .lRl. Интересно, что если напряжение U BX подавать на инвертирующий вход, то изменится только направление тока без изменения его значения.

Более мощные источники тока предусматривают подключение к ОУ усилительных транзисторов. На рис. 12 дана схема источника тока, а на рис. 13 - схема приемника тока.

Рис. 12. Прецизионная схема источника тока; входное напряжение - отрицательное

Рис 13. Схема прецизионного отвода тока; входное напряжение - положительное

В обоих устройствах сила тока определяется расчетом так же, как и в предыдущем варианте стабилизатора. Этот ток тем точнее зависит лишь от напряжения U вх и номинала резистора R1, чем меньше входной ток ОУ и чем меньше ток управления первого (после ОУ) транзистора, который выбран поэтому полевым. Ток нагрузки может достигать 100 мА.

Схема простого мощного источника тока для зарядного устройства показана на рис. 14.

Рис. 14. Источник тока высокой мощности

Здесь R4 - токоизмерительный проволочный резистор. Номинальное значение тока нагрузки I н =ДU/R4 = 5 А устанавливается. примерно при среднем положении движка резистора R1. При зарядке автомобильной аккумуляторной батареи напряжение U вх >18 В без учета пульсаций выпрямленного переменного напряжения. В таком устройстве следует применять ОУ с диапазоном входного напряжения вплоть до напряжения положительного питания. Такими возможностями обладают ОУ К553УД2, К153УД2, К153УД6, а также КР140УД18.

Литература

Бокуняев А. А. Релейные стабилизаторы постоянного напряжения - М: Энергия, 1978, 88 с.

Рутксвски Дж. Интегральные операционные усилители. - М.: Мир, 1978, 323 с.

Xоролац П, Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1. - М.; Мир, - 1986, 598 с.

Спенсер Р Недорогой источник питания с нулевыми пульсациями. - Электроника, 1973, № 23, с 62.

Шило В. Л Линейные интегральные схемы. - М. Cов. Радио, 1979, 368 с.